微带天线出现圆极化时**ith圆图是什么特征？ads中史密斯圆图控件里的数字是什么意思
本文目录
- 微带天线出现圆极化时**ith圆图是什么特征
- ads中史密斯圆图控件里的数字是什么意思
- 在Ansoft designer 利用史密斯圆图做出匹配电路
- ads史密斯圆图控件怎样实现电感
- **ith圆图的一周为什么是半波长
- ADS仿真入门1 -- 结合史密斯圆图对特性阻抗的tuning
微带天线出现圆极化时**ith圆图是什么特征
史密斯圆图并不能反映圆极化。史密夫图表(Smith chart，又称史密斯圆图)是在反射系散平面上标绘有归一化输入阻抗（或导纳）等值圆族的计算图。是一款用于电机与电子工程学的图表，主要用于传输线的阻抗匹配上。所以你要看圆极化要调出圆极化图，史密斯圆图只是看阻抗的。
ads中史密斯圆图控件里的数字是什么意思
ns_circle是用来画噪声系数圆的。
ga_circle是用来画增益圆的。
如下：中间是噪声系数圆，右下角是增益圆，
LNA设计中要找到最佳噪声系数和最大增益的折中。不可两者兼得。
在Ansoft designer 利用史密斯圆图做出匹配电路
仅做参考，望采纳
ads史密斯圆图控件怎样实现电感
ads史密斯圆图控件从负载端出发沿着导纳圆逆时针到点A实现电感。根据查询相关公开信息显示，ads史密斯圆图控件从负载端出发沿着导纳圆逆时针到点A，即先在负载端并联一个电感，然后沿着阻抗圆逆时针绕道源端，即串联一个电容实现电感。
**ith圆图的一周为什么是半波长
从反射系数理解，同一传输线上反射系数的模相等，相位变化。Γ=Γ0*e^(-2jβl)，其中Γ0为传输线起始位置的反射系数，β=2*pi/λ，l为传输线长度。可以知道，e的指数部分对应相角，即Φ=2βl，当Φ=360°=2*pi时，2*pi=2*β(β=2*pi/λ)*l，此时l为λ/2，即转动一圈360°，对应的传输线长度为λ/2。
ADS仿真入门1 -- 结合史密斯圆图对特性阻抗的tuning
作为一名硬件工程师，如果板子打出来高速差分特性阻抗不满足要求怎么办？在不该PCB的情况下如何做临时tuning？首先，我们需要将几个公式了然于心： 平行板电容量C=εoA/h A表示平行板面积，h表示平板间距。 圆形导体局部自感 L=5d{ln(2d/r)-3/4} d为长度，r为半径 A表示平行板面积，h表示平板间距。 频域二阶阻抗公式 Z（w）=R+i（wL-1/wC），w=2πf 频域二阶 w指角频率，i为相位复数，f为频率。 微带线(microstrip)特性阻抗 Z={87/ W为线宽，T为走线的铜皮厚度，H为走线到参考平面的距离，Er是PCB板材质的介电常数(dielectric c***tant) 带状线(stripline)特性阻抗 Z=} 即与介电常数、铜箔厚度成反比；与介质厚度（与参考层的距离）成正比 综合上面3个公式，可领悟出，铜箔越厚，L越小，Z（w）=R+i（wL-1/wC），故特性阻抗变大；与参考层距离越大，C越大，Z（w）=R+i（wL-1/wC），故特性阻抗越小。 再实际一点，就是信号遇到容性阻抗时，特性阻抗会降低；遇到感性阻抗时，特性阻抗会升高。 S11=Vr/Vi=（Z2-Z1 ）/（Z2+Z1） S12=Vt/Vi=2*Z2/（Z2+Z1） （2） Vi为反射前端信号电压，Vr为反射电压，Vt为反射后端信号电压，Z1为反射前端阻抗，Z2为反射后端阻抗，Vo为驱动端电压。Vi为传输线电压。 实际一点，就是如果后端阻抗大于输入阻抗，就是形成正反射，信号电压升高，即过冲；就是如果后端阻抗小于输入阻抗，就是形成负反射，信号电压降低，即下冲。我们经常在发送端加22~33Ω匹配串阻，就是因为CMOS输出阻抗很低，只有20~40Ω，需要进行阻抗匹配。 ADS建一个简单的前仿真线路 主要是因为兴趣玩玩，所以在线路上胡乱串联并联了LC，看看能不能调，正常情况下高速信号上肯定只有AC coup，所以结果会不怎么好看，损耗太严重。 扫描频率设置为1GHz~5GHz，设置差分S参数公式，提取差分回损SDD11，差分插损SDD12，TDR阻抗，史密斯圆图结果。 从Smith圆图上增加2个mark点，可以看出在1GHz时，阻抗约为超出100较多；在5GHz，阻抗低于100较多，且实部阻抗一直不在Zo圆圈附近，在实部和虚部高低之间一直来回震荡。 打开ADS tuning，调节串联LC和并联C的值，发现串联C的值影响几乎忽略不计，故此处不写，串阻R也是，发现对信号的损耗太大。 增大串联L从0.05nH到2.04nH，从史密斯圆图上发现1G~5GHz阻抗几乎在同一个实部圆圈上，由于阻抗匹配较好，所以SDD11回损几乎保持不变，TDR曲线几乎没变，但插损损失变得更加严重。 继续增大L到5.025nH，从史密斯圆图上看，较低频的1GHz阻抗从0.05nH时的实部1.457降到0.503，阻抗变小了很多；5GHz反而相反。插损更加严重，接收端能接受到的功率在2GHz下几乎无法满足了。 总结得出，串联L对特性阻抗的调试没有线性规律，还是取决于板子上信号频率，且L越大，插损越大，不宜采取此方法。 将并联电容从0.1nF减小为0.001nF，发现1GHz阻抗实部从1.45降为1.234,5GHz实部从0.68减为0.676，史密斯圆圈变小，越来越靠近Zo，所以回损插损整体都变小。 将并联电容从0.001nF增到为10nF，发现1GHz阻抗实部从1.234升为1.442,5GHz实部从0.676降为0.606，史密斯圆圈变大，所以回损插损整体都变大，由于5GHz阻抗变化非线性，故并联电容无法线性调节阻抗。 将并联电容从10nF增到为100nF，发现1GHz阻抗实部虚部均几乎没有变化，不仅如此其他参数也没有变化，故可见并联C并不能一直影响特性阻抗，它有一个范围。综上，搞了半天，高速差分阻抗调试必须搭配频率，没有一定的规律可寻，而结合最开始说的公式，线宽线距过孔参考层都会影响到阻抗，所以还是安心在gerber前把阻抗控制好，注意review stackup和layout，否则万劫不复准备走人啊~
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